增加取樣頻率可以改善系統的snr，其原因是，當取樣頻率增加時，量化雜訊功率仍保持不變（量化雜訊只與字長有關），量化誤差可以建模為樣本與樣本之間不相關，這就將產生平坦的頻率響應，從而具有單邊功率譜密度：psd等於兩倍的量化雜訊功率與取樣頻率之比。因此，儘管總的量化雜訊功率保持不變，量化雜訊的psd隨著取樣頻率的增加而減低，即，取樣頻率每增加一倍，訊雜比大約增加3分貝。量化訊雜比的提高有兩種方法：一是增加量化字長，字長每增加一位，訊雜比大約增加6分貝；二是提高取樣頻率。由於量化雜訊是均勻分布的白雜訊，當取樣頻率提高一倍時，雜訊能量並沒有改變，而雜訊分布範圍卻增加了一倍，因此，相對地，訊雜比就提高了「根號2」分之一。
在楊小牛翻譯的《軟體無線電原理與應用》裡的公式：
snr＝6.02n＋1.76＋10*log(fs/2b)
其中n是量化位數，其中取樣率為fs,b為頻寬，明顯fs即取樣率提高，可以提高snr。書上解釋是b固定，fs提高，效果相當於在更寬的頻率範圍擴充套件量化雜訊，從而使snr提高。
adc量化雜訊在fs/2內為白雜訊，訊號頻率等於fs/2條件下，即乃奎斯特取樣，此時snr=6.02n+1.76。
當訊號頻率小於fs/2時，量化雜訊仍然在fs/2平均分布，但是所關注的"有用"訊號頻寬內的量化雜訊卻小了，所以snr就提高了。取樣頻率越高，量化雜訊分布就越分散了，這時就變成過取樣了。
同時，補充一下：當借助於over-sampling技術並認為snr有所提高時，此時已預設要對adc輸出的訊號進行digital lpf/bpf操作來提取有用的訊號，即後面要加數字濾波器來實現增加的snr。
首先，考慮乙個傳統adc的頻域傳輸特性。輸入乙個正弦訊號，然後以頻率fs取樣--按照 nyquist定理，取樣頻率至少兩倍於輸入訊號。從fft分析結果可以看到，乙個單音和一系列頻率分布於dc到fs /2間的隨機雜訊。這就是所謂的量化雜訊，主要是由於有限的adc解析度而造成的。單音訊號的幅度和所有頻率雜訊的rms幅度之和的比值就是訊號雜訊比(snr)。對於乙個nbit adc，snr可由公式：snr=6.02n+1.76db得到。為了改善snr和更為精確地再現輸入訊號，對於傳統adc來講，必須增加位數。
如果將取樣頻率提高乙個過取樣係數k，即取樣頻率為kfs，再來討論同樣的問題。fft分析顯示雜訊基線降低了，snr值未變，但雜訊能量分散到乙個更寬的頻率範圍。σ-δ轉換器正是利用了這一原理，具體方法是緊接著1bit adc之後進行數字濾波。大部分雜訊被數字濾波器濾掉，這樣，rms雜訊就降低了，從而乙個低解析度adc，σ-δ轉換器也可獲得寬動態範圍。
那麼，簡單的過取樣和濾波是如何改善snr的呢?乙個1bit adc的snr為7.78db(6.02+1.76)，每4倍過取樣將使snr增加6db，snr每增加6db等效於解析度增加1bit。這樣，採用1bit adc進行64倍過取樣就能獲得4bit解析度;而要獲得16bit解析度就必須進行415倍過取樣，這是不切實際的。σ-δ轉換器採用雜訊成形技術消除了這種侷限，每4倍過取樣係數可增加高於6db的訊雜比。
如何利用過取樣增加ADC 的動態範圍？
你使用過任何adc 或sar 並使其工作在過取樣模式下嗎？你是否得到了需要的結果？你遇到過什麼問題嗎？以前有些關於 和sar 逐次逼近型 adc概述中，曾討論過訊雜比 snr 和有效位數 enob 相關的過取樣技術。過取樣技術最常用於 型adc，但也可用於sar adc。今天我們將對此做進一步討論。...
ADC訊雜比計算公式
adc訊雜比計算公式 訊雜比計算公式 snr adc 6.02 1.76 snr 6.02 1.76 snradc 6.02 1 76上面的公式是我們經常見到的adc訊雜比計算公式，至於公式為什麼而來，度娘雖然給出了一些解答，但是這些解答支離破碎，有些問題細節並不豐富，最近在讀書的過程中發現書中一章...
有範圍的素數計算
題目 要求實現乙個判斷素數的簡單函式 以及利用該函式計算給定區間內素數和的函式。素數就是只能被1和自身整除的正整數。注意 1不是素數，2是素數。函式介面定義 int prime int a int primesum int m,int n 其中函式prime當使用者傳入引數p為素數時返回1，否則返回...